所有模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)都有一定數(shù)量的折合到輸入端的噪聲——它被看作一種與無(wú)噪聲ADC的輸入端串聯(lián)的噪聲源模型。不能把折合到輸入端的噪聲與量化噪聲相混淆，量化噪聲僅在ADC處理隨時(shí)間變化的信號(hào)時(shí)有意義。在大多數(shù)情況下，輸入噪聲越小越好;但是在有些情況下，輸入噪聲實(shí)際上對(duì)提高分辨率是有幫助的。如果現(xiàn)在你覺(jué)得這似乎沒(méi)有道理，那么請(qǐng)閱讀本文以弄明白有些噪聲怎樣可以是好噪聲。

折合到輸入端的噪聲(編碼變遷噪聲)

實(shí)際的ADC在許多方面與理想的ADC有偏差。折合到輸入端的噪聲(又稱作有效輸入噪聲)無(wú)疑是偏離理想值，它對(duì)ADC總傳遞函數(shù)的影響如圖1所示。當(dāng)模擬輸入電壓增加時(shí)，“理想的”ADC(如圖1a所示)保持一個(gè)恒定的輸出編碼直到達(dá)到一個(gè)變遷區(qū)，在那一點(diǎn)上輸出編碼立刻跳變到下一個(gè)量化值，并且一直保持到達(dá)到下一個(gè)變遷區(qū)域。理論上理想的ADC具有零編碼變遷噪聲，并且變遷區(qū)域的寬度等于零。實(shí)際的ADC有一定數(shù)量的編碼變遷噪聲，因而具有有限的變遷區(qū)域?qū)挾?。圖1b示出編碼變遷噪聲寬度約為一個(gè)最低有效位(LSB)峰峰值(P-P)噪聲的情況。

圖1. 編碼變遷噪聲(折合到輸入端的噪聲)及其對(duì)ADC傳遞函數(shù)的影響

從內(nèi)部結(jié)構(gòu)來(lái)看，所有ADC電路都會(huì)由于電阻器噪聲和“kT/C”噪聲而產(chǎn)生一定數(shù)量的有效值(RMS)噪聲。這種噪聲，甚至對(duì)于直流輸入信號(hào)也會(huì)出現(xiàn)，認(rèn)為是造成編碼變遷噪聲的原因，現(xiàn)在通常稱作折合到輸入端的噪聲。折合到輸入端的噪聲最常用的表征方法是檢查大量輸出采樣的直方圖，同時(shí)ADC的輸入端保持在一個(gè)恒定的直流值。最高速或最高分辨率ADC的輸出是編碼的分布，通常集中在直流輸入標(biāo)稱值的周圍(見(jiàn)圖2)。

為了測(cè)量折合到輸入端的噪聲的數(shù)量，要將ADC的輸入端接地或連接到一個(gè)深度去耦的電壓源，然后采集大量的輸出采樣并且將其繪制為直方圖(如果 ADC的輸入標(biāo)稱值為0 V，則稱之為輸入接地直方圖)。由于該噪聲是近似的高斯(Gaussian)分布，所以該直方圖的標(biāo)準(zhǔn)偏差σ可以計(jì)算，它相當(dāng)于RMS輸入噪聲。欲獲知如何從直方圖數(shù)據(jù)計(jì)算σ值的詳細(xì)介紹，請(qǐng)見(jiàn)深入閱讀資料6。通常的做法是用LSB 的RMS來(lái)表示這種RMS噪聲，相當(dāng)于折合成ADC滿度輸入范圍的RMS電壓。如果模擬輸入范圍以數(shù)字量或個(gè)數(shù)來(lái)表示，那么輸入值(例如，σ)可以用 LSB的數(shù)量來(lái)表示。

圖2.折合到輸入端的噪聲對(duì)ADC的輸入接地直方圖的影響，該ADC具有很小的DNL

盡管ADC內(nèi)在的微分線性誤差(DNL)會(huì)造成與理想的高斯分布的偏差(例如，圖2中有一些DNL是很明顯的)，但應(yīng)當(dāng)至少近似于高斯分布。如果有顯著的DNL偏差，那么應(yīng)對(duì)于幾個(gè)不同的DC輸入電壓進(jìn)行平均計(jì)算σ值。如果編碼分布明顯是非高斯分布的，例如有大而明顯的波峰或波谷，這就表明對(duì)ADC 設(shè)計(jì)得不好，或很可能是印制電路板(PCB)布線不好，接地技術(shù)差，或電源去耦不正確(見(jiàn)圖3)。出現(xiàn)麻煩的另一個(gè)跡象是，當(dāng)ADC的直流輸入超過(guò)ADC 的輸入電壓范圍時(shí)使高斯分布的寬度劇烈變化。

圖3. 對(duì)ADC設(shè)計(jì)的不好以及其PCB布線、接地或去耦不好時(shí)的輸入接地直方圖

無(wú)噪聲(無(wú)閃爍)碼分辨率

ADC的無(wú)噪聲碼分辨率是指超過(guò)這個(gè)位(bit)數(shù)它就不能清楚分辨?zhèn)€別編碼的分辨率。這種限制是由于上文所述與所有ADC相關(guān)的有效輸入噪聲(或折合到輸入端的噪聲)，通常表示為一個(gè)以LSB rms為單位的RMS值。RMS噪聲乘以因數(shù)6.6 ，轉(zhuǎn)換為有用的P-P噪聲(可表示編碼的實(shí)際不確定性)，表示為L(zhǎng)SB P-P。

圖4. AD77301Σ-ΔADC的無(wú)噪聲碼分辨率

由于一個(gè)N bit ADC的總轉(zhuǎn)換編碼數(shù)是2N LSB，因此總的無(wú)噪聲碼數(shù)量等于：

無(wú)噪聲編碼數(shù)量可通過(guò)計(jì)算以2為底的對(duì)數(shù)轉(zhuǎn)換為無(wú)噪聲(二進(jìn)制)碼分辨率，用下式表示：

無(wú)噪聲碼分辨率指標(biāo)一般與高分辨率Σ-ΔADC有關(guān)，它通常是采樣速率、數(shù)字濾波器帶寬和可編程增益放大器(PGA)增益(因此關(guān)系到輸入范圍)的函數(shù)。圖4示出典型的無(wú)噪聲碼分辨率表，取自Σ-Δ ADC AD7730的產(chǎn)品技術(shù)資料。

應(yīng)當(dāng)注意的是，對(duì)于50 Hz輸出數(shù)據(jù)速率和610 mV輸入范圍的Σ-ΔADC，其無(wú)噪聲碼分辨率是16.5 bit(80，000個(gè)無(wú)噪聲編碼)。在這些條件下的建立時(shí)間為460 ms，從而使得這種ADC非常適合用于精密電子秤應(yīng)用。這種數(shù)據(jù)可以從許多適合精密測(cè)量應(yīng)用的高分辨率Σ-ΔADC的產(chǎn)品技術(shù)資料中獲得。

滿度范圍與RMS輸入噪聲(而不是P-P噪聲)的比率有時(shí)用于計(jì)算分辨率。在這種情況下，采用術(shù)語(yǔ)有效分辨率。應(yīng)當(dāng)注意，在相同條件下，有效分辨率比無(wú)噪聲碼分辨率大log2(6.6)，約為2.7 bit。

一些制造商喜歡采用有效分辨率而不是無(wú)噪聲碼分辨率，因?yàn)槟菢觔it位數(shù)較高——用戶應(yīng)當(dāng)仔細(xì)檢查產(chǎn)品技術(shù)資料以確認(rèn)實(shí)際上采用的是哪種分辨率定義。

數(shù)字平均提高分辨率和減少噪聲

通過(guò)數(shù)字平均可以減少折合到輸入端的噪聲的影響。考慮一個(gè)16bit ADC，它以100 kSPS采樣速率工作具有15 bit 無(wú)噪聲碼分辨率。對(duì)一個(gè)同樣信號(hào)的每次輸出采樣做兩次測(cè)量結(jié)果平均，使有效采樣速率減少到50 kSPS，信噪比(SNR)提高3 dB并且無(wú)噪聲碼分辨率提高到15.5bit。如果對(duì)每次輸出采樣做四次測(cè)量平均，采樣速率減少到25kSPS，SNR提高6dB并且無(wú)噪聲碼分辨率提高到16 bit。

我們甚至可以進(jìn)一步對(duì)每次輸出采樣做16 次測(cè)量的平均，輸出采樣速率減少到6.25kSPS，SNR再增加6dB，無(wú)噪聲碼分辨率增加到17bit。為了明顯提高“分辨率”，必須實(shí)行多次精密平均。

平均過(guò)程也有助于平滑ADC傳遞函數(shù)的DNL誤差。這可以通過(guò)ADC在量化編碼k上有失碼的簡(jiǎn)單情況來(lái)舉例說(shuō)明。盡管編碼k由于大的DNL誤差而失去，但兩個(gè)相鄰編碼k–1和k+1的平均值仍等于k。

因此這種方法以犧牲總體輸出采樣速率和額外數(shù)字硬件為代價(jià)有效地用來(lái)增加ADC的動(dòng)態(tài)范圍。還應(yīng)當(dāng)注意的是，平均過(guò)程不會(huì)修正ADC內(nèi)在的積分線性誤差(INL)。

現(xiàn)在，考慮一個(gè)具有極低折合到輸入端的噪聲的ADC的情況，無(wú)論進(jìn)行多少采樣，其直方圖都示出一個(gè)單個(gè)編碼。對(duì)于這個(gè)ADC，數(shù)字平均會(huì)起什么作用? 答案很簡(jiǎn)單——沒(méi)有作用! 無(wú)論對(duì)多少采樣進(jìn)行平均，結(jié)果都一樣。但是，一旦有足夠大的噪聲施加到輸入信號(hào)，就會(huì)有多于一個(gè)的編碼出現(xiàn)在直方圖中，平均方法又開(kāi)始起作用。因而很有意思，有些少量的噪聲是好噪聲(至少對(duì)于平均方法而言);但是，出現(xiàn)在輸入端的噪聲越多，就需要越多的平均以達(dá)到同樣的分辨率。

不要混淆有效位數(shù)(ENOB)和有效分辨率或無(wú)噪聲碼分辨率

由于術(shù)語(yǔ)的相似性，有效位數(shù)和有效分辨率經(jīng)常被以為是相同的。但情況不是這樣。

有效位數(shù)(ENOB)是當(dāng)用一個(gè)滿度正弦波輸入信號(hào)激勵(lì)A(yù)DC時(shí)對(duì)其輸出的快速傅立葉變換(FFT)分析所產(chǎn)生的。計(jì)算所有噪聲和失真項(xiàng)的平方和的平方根(RSS)值，可定義信號(hào)對(duì)噪聲加失真的比率，稱作信噪失真比〔S/(N+D)〕或信納比(SINAD)。一個(gè)理想的N bit ADC的理論SNR由以下公式給出：

通過(guò)將公式5中的SNR用計(jì)算出的ADC的SINAD代替并且對(duì)N進(jìn)行求解，可以計(jì)算出ENOB。

用于計(jì)算SINAD和ENOB的噪聲和失真不僅包括折合到輸入端的噪聲，而且包括量化噪聲和失真項(xiàng)。SINAD和ENOB用于測(cè)量ADC的動(dòng)態(tài)性能，而有效分辨率和無(wú)噪聲碼分辨率用于衡量在直流輸入條件下ADC的噪聲，在直流輸入條件下量化噪聲不是一個(gè)問(wèn)題。

使用噪聲抖動(dòng)提高ADC的無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍

無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)是RMS信號(hào)幅度與最大雜散頻譜分量RMS值的比率。在高速ADC中，使SFDR達(dá)到最大的兩個(gè)基本限制是前端放大器和采樣保持電路產(chǎn)生的失真以及由于ADC編碼器部分的傳遞函數(shù)的非線性產(chǎn)生的失真。獲得高SFDR的關(guān)鍵是將這兩個(gè)非線性誤差減至最小。

雖然從ADC外部沒(méi)有辦法顯著減少由其前端引起的固有失真，但是通過(guò)適當(dāng)?shù)厥褂枚秳?dòng)(有意施加到模擬輸入信號(hào)的外部噪聲)，可減小ADC的編碼器傳遞函數(shù)中的DNL誤差。

在某些條件下，可利用抖動(dòng)來(lái)提高ADC的SFDR(見(jiàn)深入閱讀資料2～5)。例如，甚至在理想的ADC當(dāng)中，在量化噪聲和輸入信號(hào)之間也存在相關(guān)性。這種相關(guān)性會(huì)降低ADC的SFDR，尤其是當(dāng)采樣頻率是輸入信號(hào)頻率的整數(shù)倍時(shí)。大約1/2 LSB RMS寬帶噪聲和輸入信號(hào)相加以便隨機(jī)化量化噪聲并且將這種相關(guān)性影響減至最小(見(jiàn)圖5a)。但是，在大多數(shù)系統(tǒng)中，噪聲已經(jīng)疊加在信號(hào)之上(包括ADC 的折合到輸入端的噪聲)，所以不需要另外的抖動(dòng)噪聲。如果增加寬帶RMS噪聲超過(guò)約一個(gè)LSB，那么會(huì)按比例減少SNR并且無(wú)需其它的改進(jìn)方法。

另外一種已經(jīng)開(kāi)發(fā)的噪聲抖動(dòng)方法是使用較大量的抖動(dòng)噪聲以隨機(jī)化ADC的傳遞函數(shù)。圖5b示出一個(gè)包含偽隨機(jī)數(shù)發(fā)生器驅(qū)動(dòng)一個(gè)DAC的抖動(dòng)噪聲源。首先從ADC輸入信號(hào)中減去這個(gè)抖動(dòng)噪聲，然后經(jīng)過(guò)數(shù)字化添加到ADC輸出端，因此使SNR無(wú)明顯降低。但是，這種方法有一個(gè)固有的缺點(diǎn)，就是當(dāng)抖動(dòng)信號(hào)幅度增加時(shí)必須減小ADC輸入信號(hào)的擺幅以防止過(guò)驅(qū)動(dòng)ADC。應(yīng)當(dāng)注意的是，盡管這種方案改善了由ADC編碼器非線性產(chǎn)生的失真，但它不能顯著改善由其前端產(chǎn)生的失真。

圖5.使用抖動(dòng)隨機(jī)化ADC傳遞函數(shù)

另一種比較容易實(shí)現(xiàn)的方法，尤其是在寬帶接收器中，是在有用信號(hào)帶寬之外注入一個(gè)窄帶抖動(dòng)信號(hào)，如圖6所示。通常，因?yàn)闆](méi)有信號(hào)分量處于直流附近的頻率范圍，所以常常在這個(gè)低頻區(qū)域注入一個(gè)抖動(dòng)信號(hào)。注入抖動(dòng)信號(hào)的另一個(gè)可能的區(qū)域是稍小于fS /2的區(qū)域。因?yàn)槎秳?dòng)信號(hào)相對(duì)于有用信號(hào)帶寬(通常幾十萬(wàn)赫茲帶寬就足夠了)僅占用很小一部分，所以沒(méi)有明顯降低SNR，如果抖動(dòng)是寬帶信號(hào)則會(huì)顯著降低SNR。

圖6.注入帶外抖動(dòng)以提高ADC的SFDR

分級(jí)式或流水線式ADC，例如AD66452 14bit，105MSPS ADC (見(jiàn)圖7)，在ADC范圍內(nèi)特定編碼變遷點(diǎn)處具有非常小的DNL誤差。AD6645包括一個(gè)5 bit ADC(ADC1)，以及隨后的5 bit ADC(ADC2)和6 bit ADC(ADC3)。僅在ADC1變遷點(diǎn)處會(huì)出現(xiàn)很大的DNL誤差——在ADC2和ADC3變遷點(diǎn)處出現(xiàn)的DNL誤差都很小。與ADC1相關(guān)的有25 = 32個(gè)變遷點(diǎn)，對(duì)于2.2 V滿度輸入范圍，每68.75 mV(29 = 512 LSB)發(fā)生一次變遷。

圖7. AD6645 14 bit，105 MSPS ADC簡(jiǎn)化框圖

圖8示出這些非線性誤差放大的示意圖。

圖8. AD6645分級(jí)變遷點(diǎn)的DNL誤差(放大的示意圖)

對(duì)于大約為200 MHz的模擬輸入，與編碼器產(chǎn)生的失真相比，AD6645前端產(chǎn)生的失真分量可以忽略。也就是說(shuō)，AD6645傳遞函數(shù)的靜態(tài)非線性誤差是SFDR的主要限制。

我們的目標(biāo)是在ADC輸入范圍內(nèi)選擇適當(dāng)范圍的帶外抖動(dòng)以便隨機(jī)化這些小DNL誤差，從而減少平均的DNL誤差。實(shí)驗(yàn)上采用的方法是，使P-P抖動(dòng)噪聲覆蓋約兩個(gè)ADC1變遷區(qū)域?qū)NL有最大改善。對(duì)于較高幅度的噪聲，DNL沒(méi)有顯著的改善。兩個(gè)ADC1變遷區(qū)域覆蓋1024 LSB P-P，或大約155 (= 1024/6.6) LSB RMS。

圖9中第一張曲線圖示出輸入信號(hào)范圍中的一小段內(nèi)的無(wú)抖動(dòng)DNL誤差，包括兩個(gè)分級(jí)點(diǎn)，它們相距68.75 mV(512 LSB)。第二張曲線圖示出加入155 LSB RMS抖動(dòng)(隨后經(jīng)過(guò)濾波輸出)后的DNL誤差。這個(gè)抖動(dòng)幅度相當(dāng)于大約–20.6 dBm。應(yīng)當(dāng)注意對(duì)DNL誤差的顯著改善。

可用許多方法產(chǎn)生抖動(dòng)噪聲。例如，可使用噪聲二極管，但是對(duì)一只寬帶雙極型運(yùn)算放大器的輸入電壓噪聲進(jìn)行簡(jiǎn)單地放大可提供一種比較經(jīng)濟(jì)的解決方案。這種方法在別處有詳細(xì)介紹(參看深入閱讀資料3，4和5)，這里不作討論。

圖10示出使用帶外抖動(dòng)獲得SFDR的顯著提高，使用了深度(1，048，576點(diǎn))FFT分析，這里AD6645以80 MSPS采樣速率對(duì)–35 dBm，30.5 MHz信號(hào)進(jìn)行采樣。注意，沒(méi)有抖動(dòng)的SFDR大約為92 dBFS，與有抖動(dòng)時(shí)的108 dBFS相比，實(shí)質(zhì)上提高了16 dB!

結(jié)論

在本文的討論中，我們考慮了對(duì)所有ADC都共同的折合到輸入端的噪聲。在精密、低頻測(cè)量應(yīng)用中，通過(guò)采用降低采樣速率和額外的硬件方法對(duì)ADC輸出數(shù)據(jù)進(jìn)行數(shù)字平均，可以減小這種噪聲的影響。雖然通過(guò)這種平均方法實(shí)際上可提高ADC的分辨率，但不會(huì)減小INL。只是小的折合到輸入端的噪聲才需要用平均方法提高分辨率;但是對(duì)于大的噪聲要求大量采樣進(jìn)行平均，以便減小噪聲。

在一些高速ADC應(yīng)用中，加入適當(dāng)范圍的帶外噪聲抖動(dòng)可以減小ADC的DNL誤差并且提高其SFDR。但是，采用抖動(dòng)噪聲方法對(duì)提高SFDR的效果高度依賴于選用ADC的特性